关于FPGA高效移相全桥变换器的探析

关于FPGA高效移相全桥变换器的探析

李东1顾莉2邱伟杰3吴彬4李耀辉5

（上海航天804所上海市闵行区201109）

摘要：本文主要针对FPGA高效移相全桥变换器进行简要分析，以供参考。

关键词：FPGA；高效；移相全桥；变换器

实际应用中，为了防止变压器发生“磁偏”，通常需要在变压器原边串入隔直电容Cb，它虽然可以一定限度地解决直流分量流经变压器原边而引起的“磁偏”问题，但其反过来又减小了滞后臂软开关（ZVS）范围，增大了副边二极管承受的电压应力，降低了电源效率，实际应用效果不理想。为了提高电源效率，一些改进拓扑不断提出。例如，在变压器原边和谐振电感之间添加辅助网络，或在滞后臂添加辅助网络等，但这些方法都改变了电路结构，增大了电路设计和控制的复杂度。因此，有必要就稳定有效地提高移向全桥变换器工作效率，防止变压器发生磁偏进行研究。

1移相全桥拓扑结构

1.1移相全桥拓扑结构

移相全桥基本拓扑图如图1所示。Us为供电电源，Q1～Q4为MOS管，VD1～VD4为开关管的续流二极管，C1～C4为谐振电容，Lr为线性谐振电感，D1～D4组成副边全波整流桥。其中，Q1和Q4构成超前桥臂，Q2和Q3构成滞后桥臂，两个桥臂上管下管180°互补导通。通过移相控制方式改变移相角α（两个桥臂之间导通的相位差）的大小来调节输出电压。

1.2采用谐振电感与饱和电感的移相全桥电路工作模态分析

传统的移相全桥波形相关图中，在其正常工作中，t4～t7时间段，由于谐振电感Lr的存在，电流不能发生突变，当变压器承受反向电压时，电流方向仍然不变，副边整流桥四个二极管同时导通，使得变压器原边电压Uab不为零，变压器副边短路，输出电压为零，这种现象就是占空比丢失现象。当开关管导通期间，输入电源直接向输出负载提供能量，并将部分电能储存在输出电感中。占空比越大，电源向输出端提供电能的时间比例越大。对于输出而言，这个过程不需要电磁能量的转换，磁心只存在一定的“铜损”。而开关管关断期间，由于变压器副边短路，负载端需要输出电感将储能转化成为电能，这个过程电感既存在“铜损”，又存在“铁损”。因此通过减少占空比丢失可以有效减少变换器损耗，提高电源效率。

当采用饱和电感代替谐振电感时，得出细实线为采用饱和电感的电流波形。设Ilk为负载电流，k为变压器变比。t4时刻Q4关断原边电流，变压器原边电流曲线不同于运用普通电感时按照一定的斜率线性减少，而是迅速下降到饱和电流值Ic，然后进入线性下降阶段，直到电流换向并再次达到饱和电流－Ic，脱离饱和区。此后变压器原边电流立即从－Ic上升到－Ilk/k。从而减少了电流变化所需要的时间。

2移相全桥磁偏处理

2.1“磁偏”产生原因

在移相全桥电路中，交变的方波电压加在变压器原边，如果方波电压的脉冲正负对称，完全相同，那么磁心将不断地沿着磁滞回线对称地往复工作，此时变压器不存在“磁偏”现象。但是当正负电压脉冲正负不对称时，铁心将不会沿着磁滞回线对称往复地工作，磁滞回线产生偏移，单向磁化电流骤增，变压器铁心出现磁饱和，此时变压器原边电流会迅速增加，使得变压器损耗增大。

2.2磁偏信号快速检测方法

当变压器发生磁偏时，变压器因为励磁电流发生急剧变化而进入饱和，进而原边电流波形发生畸变，但这些畸变信号不会传递到变压器副边，使得变压器输出电流产生明显的磁偏信号。因此，通过比较变压器原边和副边的电流反馈信号，可以有效检测磁偏的发生并予以矫正，从而弥补由于除去隔直电容，利用饱和电感代替谐振电感带来的不足。

由电流霍尔传感器同时采集主变压器原边电流和输出电流，并调整为同相脉冲信号，然后分别经过比例调节器调幅，再由比较器获得磁偏信号产生的临界点和幅值，最后经过信号调整后，发送给FPGA。FPGA收到磁偏信号后，将根据磁偏信号产生的相位和幅值，通过相应控制策略快速调整开关MOS管驱动脉冲的占空比比例，产生相应脉宽的PWM驱动信号，使当前正负导通电流趋于平衡，主变压器磁心回到磁滞回线工作范围，进而脱离磁饱和，消除磁偏。

2.3磁偏的控制策略

本控制策略确定磁偏处理程序为最高优先级，并选用FPGA为数字控制器。变压器发生磁偏，FPGA随即获得检测电路产生的触发信号，此时计数器开始工作。若磁偏持续时间小于m，则返回初始状态，控制系统则不必进行校正，认为本次磁偏现象系统自身能够自动消除；若磁偏现象持续时间大于m，系统随即结束本周期PWM驱动输出信号的同时，适当地增加下个周期反向PWM驱动信号占空比，促使变压器磁心回到磁滞回线工作范围，进而脱离磁饱和，消除磁偏。m的取值需根据移相全桥变压器原边侧的逆变电路和磁偏的实际情况合理选择，一般单位为ns。

3基于PSIM的电路仿真分析及实验验证

3.1基于PSIM的电路仿真

1）滞后臂ZVS实现仿真

当30%负载时，滞后臂开通临界波形如图2所示。其中VP2为滞后臂上管驱动波形，VQ2为滞后臂上管承受电压波形。图2中左侧虚线表明，开通前管压降VQ2为540V；开通时，可以明显看到VQ2先降到零，然后管脉冲电压VP2才上升，这就是零电压开通过程。由图2中右侧虚线可知，关断前，MOS管导通时压降近似为零；关断时，MOS管获得关断脉冲后，进而电压恢复到540V，实现了零电压关断。

2）磁偏补偿仿真

实验波形中Ip为变压器一次侧输入电流。从未加入磁偏补偿策略时的波形相关图，可以明显看出磁偏现象，电流峰值发生异常，系统运行中出现持续存在的直流分量。从加入磁偏补偿后的波形相关图，电流峰值正负对称，且不存在明显的直流分量。即本实验采用的磁偏补偿方案，将原边电流的波形不断调节成为正负半轴完全对称，从而有效地抑制了磁偏的产生。3.2装置实验结果及分析

1）滞后臂ZVS实现情况

MOS管压降通过高压探头测量，其衰减倍数为500倍。当30%负载时，可以明显看出MOS管开通前，MOS管压降已经从540V基本下降到零。通过MOS管关闭过程波形相关图可以看出MOS管关断时，管压降由零缓慢上升，实现了零电压关断。由于当输出功率增大时，输出电流增大，饱和电感储存能量增大，有利于与极间电容发生谐振，将MOS管导通前两端电压钳位到零，因此随着负载的增加，软开关更容易实现。通过仿真和实验可以得出，本设计30%以上负载时已经实现了变换器的软开关，从而提高了变换器的工作效率。

2）磁偏及效率检测结果

通过稳定运行时变压器原边电流Ip波形相关图可以看出，通过引入磁偏补偿方案，变压器原边电流有着很好的正负半轴的对称性，不存在明显的直流分量，且变压器运行稳定。即本实验采用的磁偏补偿方案将原边电流不断调节成为完全对称，有效地抑制了磁偏的产生，减小了变压器损耗。

结论

综上所述，本文通过对软开关和磁偏现象的分析，采用饱和电感代替传统的谐振电感，并通过FPGA引入了磁偏检测和磁偏补偿方案。仿真及测试结果表明，本实验方案实现了移相全桥控制策略。

参考文献：

[1]李武杰.移相全桥DC-DC变换器及其数字控制的研究[D].华中科技大学，2015.

[2]张劲武.一种移相全桥ZVZCSPWMDC_DC变换器的研究及改进[J].机电工程，2009.